Однополосный радиопередатчик

В курсовой работе рассматриваются вопросы проектирования связного передатчика с ОБП, перестраиваемого в диапазоне частот 45 .... 50 МГц.
Приведены схемная реализация узлов передатчика и расчет принципиальных схем некоторых из них.

Содержание

1.Условные обозначения
..........................................................................4

2.Введение..................................................................
.................................5

3. Расчетная часть.
3.1 Расчет структурной схемы.................................................................7

3.2 Расчет оконечного каскада.................................................................10

3.2.1 Расчет коллекторной цепи..........................................................10

3.2.2 Расчет входной цепи.

..................................................................13

3.3 Расчет фильтра нижних частот.
.........................................................16

3.4 Предварительный усилитель мощности.
...........................................18

3.5 Расчет перестраиваемого генератора.

3.5.1 Расчет работы транзистора...........................................................20

3.5.2 Расчет элементов колебательного контура.

................................21

3.6 Формирование однополосного сигнала.
.............................................24

4. Импульсный источник питания................................................................27

5. Расчет токов в ветвях и напряжений на узлах ОК и
ФНЧ......................30
Заключение..................................................................
....................................32
Список литературы..................................................................
.......................32
6.
Приложение..................................................................
...............................33

1. Условные обозначения

БМ – балансный модулятор;

ОК – оконечный каскад;

ПФ – полосовой фильтр;

ФНЧ – фильтр нижних частот;

ГУН – генератор управляемый напряжением;

ПГ – перестраиваемый генератор;

ПЧ – промежуточная частота;

УПЧ – усилитель промежуточной частоты;

УНЧ – усилитель низкой частоты;

Г – генератор;

ДПКД – делитель, с переменным коэффициентом деления;

ФАПЧ – фазовая автоподстройка частоты;

УЭ – управляющий элемент;

КГ – кварцевый генератор;

АМ – амплитудная модуляция;

БТ - биполярный транзистор;

ОЭ – общий эмиттер;

ОБ – общая база;

КР – кварцевый резонатор.
2. Введение

В проекте рассматривается расчет связного радиопередатчика с однополосной модуляцией (ОБП). Такой вид модуляции является разновидностью амплитудной модуляции. Известно, что двухполосная АМ обладает высоким удельным расходом мощности, поскольку основная мощность сигнала сосредоточена на несущей частоте и лишь малая ее часть - в боковых лепестках, так же сигнал АМ занимает широкую полосу спектра ((fAM = 2(fB, где fB – верхняя частота модулирующего процесса). Энергетически более выодна балансная модуляция (БМ), представляющая собой АМ с подавлением несущей.

При БМ на передачу сообщения затрачивается вся мощность передатчика, что и обуславливает ее высокую энергетическую эффективность.

Более экономичной по занимаемой полосе частот является однополосная модуляция, ширина спектра ОБП (fОБП = fB, что в два раза меньшеполосы сигналов АМ и БМ, при сохранении высокой энергетической эффективности.
Данный вид модуляции можно трактовать как перенос спектра сообщения из области низких частот в область высоких частот.

Недостаток ОБП сигнала заключается в том, что для точного восстановления сообщения на приемной стороне необходимо формирование опорного колебания, частота и фаза которого должны точно совпадать с частотой и начальной фазой несущей. Однако, при ОБП несущая в спектре сигнала отсутствует, что приводит к искажениям сообщения при его восстановлении. При передаче речевых сообщений допустима некоторая расстройка по частоте (до десятков герц) между опорным колебанием и нсущей [8] без снижения существующего качества принятого речевого сигнала. Это позволяет формировать опорные автономным генератором и не передавать сигнал несущей.

В силу перечисленных выше причин ОБП широко применяется в системах передачи речевых сигналов, а вопросы связанные с проектированием и применением радиопередатчиков с однополосной модуляцией весьма актуальны.

Кроме того, представляют самостоятельный интерес методы формирования сигнала ОБП и схемные решения, их реализующие.
3. Расчетная часть.

3.1 Расчет структурной схемы.

По проектному заданию требовалось расчитать связной однополосный передатчик со следующими параметрами:
1. Диапазон рабочих частот 45-50 МГц
2. Мощность 2.5 Вт
3. Сопротивление фидера 50 Ом
4. Подавление внеполосных излучений 40дБ
5. Питание от аккумуляторов 12 В
6. Относительная нестабильность частоты [pic]

Началом проектирования служит составление структурной схемы передатчика, согласно которой, потом рассчитываются отдельные каскады передатчика. За основу была взята стандартная структура передатчика, а количество и назначение отдельных каскадов выбиралось согласно требованиям технического задания, следующим образом:

Требуемая нестабильность частоты [pic], учитывая, что такую стабилизацию частоты можно получить только при кварцевой стабилизации, необходимо построить кольцо ФАПЧ, с включенным в него для стабилизации частоты кварцевым генератором.

Тип сигнала передатчика - однополосный, поэтому требуется включать в схему балансный модулятор. При фазокомпенсационном методе формирования ОБП сигнал с микрофона и сигнал с генератора опорной частоты подаются на два входа БМ, на один вход напрямую, а на второй вход через фазовращатель. В результате на выходе сигнал НБП приходит в противофазе и взаимокомпенсируется, и остается только удвоенный сигнал ВБП. Поэтому при фазокомпенсационном методе достаточно использовать один балансный модулятор. При фильтровом методе сигнал НБП отфильтровывается, а получить фильтр, который позволял бы на частоте передатчика отфильтровать полосу частот, равную ширине речевого спектра, невозможно, поэтому требуется формирование ПЧ. Промежуточные частоты и параметры фильтров на выходе БМ подбираются таким образом, что бы комбинационные частоты и высшие гармоники не попали в диапазон рабочих частот передатчика. Для того, что бы выполнить все указанные требования, при проектировании передатчика с фильтровым методом формирования ОБП, потребуется три балансных модулятора.
Проектируемый передатчик должен иметь перестройку в диапазоне частот, поэтому фазокомпенсационный метод не подходит, т.к. очень сложно реализовать фазовращатели, работающие в диапазоне частот. Вследствие вышеизложенных причин нужно использовать фильтровой метод [1], а значит схема будет содержать три балансных модулятора с фильтрами на их выходах .
На вход каждого балансного модулятора подавать сигнал несущей промежуточной частоты, а значит требуется проектирование двух генераторов постоянной частоты (на вход третьего БМ подается сигнал со стабилизированного генератора управляемого напряжением).

Выходная мощность передатчика Р=2,5 Вт, а максимальная мощность, на которую может работать микросхема на которой собран БМ – 30(35 мВт, а значит требуется усиление на два порядка. Такой коэффициент усиления невозможно получить только в оконечном каскаде, а значит требуется еще два или три усилительных каскада. Оконечный каскад обязательно требуется согласовать с фидером антенны, для этого ставится согласующая цепь. Для того, чтобы не допустить попадание гармоник сигнала в антенну необходимо перед антенной установить фильтр нижних частот. Структурная схема, построенная по результатам всех изложенных умозаключений показана в приложении.

Сигнал с выхода микрофона попадает на БМ1, на второй вход которого подается сигнал с кварцевого генератора с частотой 500 кГц, на выходе БМ1 полосовым электромеханическим фильтром отфильтровывается сигнал верхней боковой полосы, далее вторым БМ сигнал ОБП переносится за пределы диапазона перестройки передатчика, на частоту 85,5 МГц, полученный сигнал на БМ3 с помощью ГУНа переносится в заданный диапазон частот. Далее от сигнала отфильтровываются сигналы гармоник фильтром нижних частот, полученный сигнал усиливается в оконечном каскаде и, через цепь согласования попадает в антенну.

Для стабилизации частоты перестраиваемый генератор стабилизируется через кольцо ФАПЧ от кварцевого генератора. Установкой коэффициента деления ДПКД, установленного на выходе ПГ, задается частота колебаний ПГ, и, соответственно частота сигнала передатчика.

3.2 Расчет оконечного каскада.

Для получения заданной мощности на выходе, расчет начинают с ОК. Для реализации схемы выбран ВЧ транзистор средней мощности 2Т921А, параметры представлены в Таблице 1.
| |Таблица 1 |
|Параметры статических |Высокочастотные параметры |
|идеализированных характеристик | |
|rн, |rб,Ом|rэ,Ом|Rу.э |(0 |ft , |Ск, пФ|Сэ, пФ |(к ,|LЭ, |Lб, |LК, |
|Ом | | |, Ом | |МГц | | |пс |нГн |нГн |нГн |
|3,4 |2 |0,6 |>200 |10...|90...3|40...5|300...4|12,5|28 |ОЭ |

Электрический расчет режима работы транзистора состоит из двух этапов – расчет коллекторной цепи и расчет входной цепи. Расчет проводился по методике, изложенной в [6]

3.2.1 Расчет коллекторной цепи

Расчет коллекторной цепи ведется при заданной мощности Р1 + 10% (на потери в цепи согласования и фильтре) и заданном напряжении питания 12В.
1. Амплитуда первой гармоники напряжения Uk1 на коллекторе.

[pic][pic];
2. Максимальное напряжение на коллекторе.

[pic][pic];

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока.

[pic][pic];
4. Постоянная составляющая коллекторного тока

[pic][pic];
5. Максимальный коллекторный ток.

[pic];
6. Максимальная мощность, потребляемая от источника питания

[pic];
7. КПД коллекторной цепи.

[pic];
8. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки

[pic].

Из результатов расчета видно, что транзистор недоиспользуется по мощности, у схемы низкий КПД и выходное сопротивление ниже желаемого
(равного входному сопротивлению фидера антенны) в 5 раз. Увеличением напряжения питания можно добиться увеличения использования транзистора по мощности и, как следствие, увеличится КПД цепи, а так же можно добиться, что бы выходное сопротивление ОК совпало с входным сопротивлением фидера антенны, тогда можно исключить из состава передатчика цепь согласования ОК с нагрузкой. Перерасчет по заданному выходному сопротивлению RЭК = 50 Ом приведен ниже:

1. Амплитуда первой гармоники напряжения Uk1 на коллекторе.

2. Максимальное напряжение на коллекторе.

Uk.max = 40.5 B;

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

4. Постоянная составляющая коллекторного тока и максимальный коллекторные ток.

Ik0 = 0.22 A; Ik.max = 0.69 A;
5. Требуемое напряжение питания.

Ек = 20 В.

В результате перерасчета транзистора исчезла необходимость в цепи согласования (выходное сопротивление передатчика стало равно входному сопротивлению фидера антенны), также увеличилось использование транзистора по мощности и увеличился КПД коллекторной цепи:

P0max = 4.35 Вт; P0ном = 4.35 Вт; ( = 0.68;

3.2.2 Расчет входной цепи.

1. Амплитуда тока базы

2. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

3. Постоянная составляющая базового тока

[pic];
4. Постоянная составляющая эмиттерного тока

[pic];
5. Напряжение смещения на эмиттерном переходе

6. Значения в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора.

[pic] [pic]

7. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора

ZВХ = rВХ + jXВХ тогда

ZВХ = 8.92 – j0.559 Ом |ZВХ| = 8.36 Ом

8. Входная мощность

[pic];
9. Коэффициент усиления по мощности транзистора

[pic].

Во входной цепи так же рассчитывается делитель напряжения, который должен обеспечивать напряжение смещения на базе. Для стабильности напряжения смещения ток протекающий через делитель должен быть не менее
10(Iб0. Воспользовавшись результатами предыдущего расчета можно найти номиналы сопротивлений делителя.

RД = 50 Ом.; RД = R18.

Если на сопротивлении Rд напряжение равно напряжению смещения на базе, то остальное напряжение от источника должно падать на сопротивлении R17.

[pic]

Остальные элементы схемы (конденсатор С28 и катушка индуктивности L12) являются блокировочными, исходя из этого их номиналы выбираются следующим образом:

XС_бл ( 0 ( Значение блокировочной емкости Cбл равно единицы мкФ
( Cбл = С28 = 1мкФ.

Сопротивление блокировочной катушки индуктивности ВЧ составляющей напряжения должно быть максимально большим (
( Lбл = L12 = 2 мГн.
3.3 Расчет фильтра нижних частот.

Для подавления высших гармоник усиленного сигнала требуется, между ОК и антенной поставить фильтр нижних частот. Для расчета воспользуемся методикой изложенной в [2].

Фильтр должен удовлетворять следующим параметрам:

Максимальное затухания в полосе пропускания ?D = 0.0436 дБ;

Затухание в полосе удержания ?S = 40 дБ;

Коэффициент отражения ? = 10% ( ?(?) = 20 дБ;

Граничная частота полосы пропускания fD = 50 МГц;

Граничная частота полосы задержания fS = 90 МГц.

1. Введем нормированную частоту границы полосы задержания

Задавшись максимальным затуханием в полосе пропускания и затуханием в полосе удержания по графикам в справочнике определим порядок фильтра, такие параметры обеспечивает фильтр Чебышева 7-го порядка. Значения нормированных элементов фильтра следующие:

|с2 = 1.436820 |l1 = 1.009729 |
|с4 = 1.621592 |l3 = 1.941414 |
|с6 = 1.436820 |l5 = 1.941414 |
| |l7 = 1.009729 |

Значения нормировочных коэффициентов

4. Определение номиналов элементов схемы фильтра.

Значения элементов определяем по формулам

Индуктивности:

Емкости:

|С2 = 91.47 пФ |L1 = 160.7 нГн |
|С4 = 103.23 пФ |L3 = 308.99 нГн |
|С6 = 91.47 пФ |L5 = 308.99 нГн |
| |L7 = 160.7 нГн |

Полученная схема фильтра нижних частот седьмого порядка показана на рис.3.

Для проверки выполнения требований к параметрам фильтра была построена
АЧХ фильтра при помощи программы Pspise приведенная на рис.4.

[pic]Как видно из построенной АЧХ все требования к частотным и энергетическим параметрам фильтра выполняются, затухание в полосе удержания значительно ниже требуемых –40 дБ.

3.4 Предварительный усилитель мощности.

Для обеспечения заданной мощности на выходе передатчика нужно подать на вход ОК мощнлсть 1,07 Вт, для этого на выходе третьего балансного модулятора поставить два усилителя мощности. Схема представляет собой широкодиапазонный УПЧ.

Подобные схемы с общей базой (или общим эмиттером) и гальванически заземленным (соединенным с корпусом) коллектором весьма типичны для техники транзисторных ГВВ. Несмотря на посредственно содиненный с корпусом коллектор, данный каскад сохраняет все особенности, характерные для схемы с
ОБ. Здесь возникает необходимость в соединении с корпусом плюсовой клеммы источника коллекторного питания ЕВ и подаче отрицательного потенциала ЕВ через заградительный дроссель L10. Цепочка С24, R12 является развязывающим фильтром в схеме питания нескольких каскадов от общего выпрямителя.
Возбуждение поступает через входной трансформатор Т1. Конденсатор С22 – блокировочный. С последующим каскадом данный промежуточный усилитель мощности также связан через трансформаторную цепь связи Т2. Конденсатор С32 предотвращает шунтирование по постоянному току промежутка “коллектор - эмиттер” БТ малым омическим сопротивлением первичной обмотки Т2.
Апериодический характер НС в сочетании с нессиметричным постронием каскада требует работы транзистора в классе А (( = 180). Открывающее смещение обеспечивается за счет падения напряжения на резисторе R10 вследствие прохождения через него постоянной составляющей тока базы. Включение БТ по схеме с ОУЭ и применение на входе корректирующей цепочки R9, C23 позволяет получить довольно равномерную АЧХ во всем диапазоне частот.

3.5 Расчет перестраиваемого генератора

Перестройка диапазона передатчика реализована с помощью перестраиваемого генератора стабилизированного с помощью кольца ФАПЧ. Схема перестраиваемый генератора представляет собой стандартную емкостную трехточку с включенным в контур варикапом. Поэтому расчет проводился по принципу расчета автогенератора, с использованием указаний по расчету из [1].

3.5.1 Расчет работы транзистора

Генератор должен перестраиваться от 105.5 до 110.5 МГц. По параметрам
(рассчитанной частоте fS ) был выбран транзистор СВЧ транзистор средней мощности КТ602Г со следующими параметрами:

Мощность рассеиваемая на коллекторе P1 = 0.85 Вт.

Постоянная времени обратной связи (К = 300 пС.

Емкость коллектора не более СК = 4 пФ.

Статический коэффициент усиления тока базы (0 = 20-80.

Напряжение коллектор эмиттер UКЭ_ДОП = 70 В

Для облегчения задачи проектирования, для питания коллекторной цепи зададимся уже существующим напряжением питания 20 В.

1. Для расчета зададимся фактором регенерации

G = 5.1;

2. Находим коэффициент разложения косинусоидального импульса (1 (() и по таблицам определяем (1, (o, Cos (.

(1 = 1 / G = 0,196;

3. Напряжение на коллекторной нагрузке автогенератора:

UK=EK(( = 8,7;

3. Зная напряжение питания найдем первую гармонику коллекторного тока ik1 :

IK1=(1/(oIK0 = 0,2;

5. Зная величину первой гармоники найдем постоянную

5. Сопротивление коллекторной нагрузки: rk= uk/ik1 = 44,6;

6. Задаемся величиной ( так, чтобы обеспечить недонапряженный режим генератора. (= 0,44.

7. Мощность, подводимая к генератору:

Ро= Ек Iко =2,18 Вт;

8. Рассеиваемая на коллекторе мощность:

Рк= Ро – P1 = 1,32 Bт;

9. По известной величине фактора регенерации рассчитывается коэффициент обратной связи:

K=G/SoRK =[pic];

10. Напряжение обратной связи :

Uб = uk К = [pic]В;

11. Входное сопротивление автогенератора : rbx= uб/iб1 = (оUБ/IK1 = 2.6 Ом; где (о - статический коэффициент усиления тока базы.

12. Постоянная составляющая тока базы :

Iб0 = Iко / (о = [pic]А;

13. Смещение на базе : еб= е'б- UБCos( = 0,54 В;

3.5.2 Расчет элементов колебательного контура.

Элементы колебательного контура автогенератора рассчитываются так, чтобы обеспечить найденные ранее сопротивление нагрузки автогенератора rk и коэффициент обратной связи К.

1 .Определяется коэффициент включения контура в коллекторную цепь:

[pic];

2. Реактивное сопротивление элемента колебательного контура между коллектором и эмиттером – X1:

X1= рк ( =11,34 Ом;

3. Реактивное сопротивление контура между базой и эмиттером:

Х2= К X1 = 6,49 Ом;

4. Коэффициент включения нагрузки в контур автогенератора:

[pic] Ом;

5. Оставшиеся элементы контура определяются так:

ХL = ( = 300 Ом ; Хсз = ( - X2- Х3 = 282 Ом;

Схема автосмещения нужна затем, чтобы резисторы R1 и R2 при отсутствии колебаний удерживали транзистор в открытом состоянии. После самовозбуждения генератора за счет тока базы смещение автоматически должно измениться так, чтобы установился режим с определенным ранее углом отсечки. Напряжение смещения в установившемся режиме определяется соотношением: еб= EKR2/(R1+R2)-IБОR1R2(R1+R2). (1)

Задаемся величиной енач = Е R2 / (R1 +R2), (2)

где Е - напряжение источника питания автогенератора, енач> е'б ; енач =(0,9 - 1,0) В.

После подстановки (2) в (1) получим:

R1=Ек(1-ЕБ/ЕНАЧ)/IБО = 3,24 кОм;

Далее из (2) находится R2 = 1,7 кОм; На принципиальной схеме R1 = R7 ;
R2 = R8.

Расчет элементов схемы.

Расчет схемы элементов произведем на нижней частоте ПГ fН = 105,5 МГц.

Значения емкостей и индуктивности находятся из значений реактивных сопротивлений:

[pic] [pic]

C21В.н = 132,9 пФ*; L9 = 452,6 нГн;

C20 = 2321,2 пФ;

C19 = 5,34 пФ;

Расчет величины изменения емкости варикапа выполняется из того условия, что контур будет настроен на резонанс и на верхней частоте равной 110,5
МГц.

[pic]**;

Величина изменения емкости варикапа равна СВ = C1В.в - C1В.н = 95 пФ.
3.6 Формирование однополосного сигнала

Формирование ОБП производится фильтровым методом, для формирования сигнала на ПЧ используются три балансных модулятора. Балансные модуляторы реализованы на интегральной микросхеме К174ПС. Микросхема представляет собой двойной балансный смесительдля частот до 200 МГц и предназначена для преобразования частот УКВ – диапазона в радиоприемной и связной аппаратуре.

[pic]

Микросхема имеет следующие параметры:
|Ток потребления Iпот, мА не более |2,5 |
|Крутизна преобразования S, мА/В, не менее |4,5 |
|Коэффициент шума, дБ, не более |8 |
|Верхняя граничная частота входного и опорного |200 |
|напряжения fгр, МГц | |
|Напряжение питания Uп, В |4 – 15 |
|Входное и опорное напряжение, не более, В |1 |

Для всех трех БМ используется одинаковое типовое включение микросхемы, отличаются только параметры элементов.

Для обеспечения заданной нестабильности частоты опорное напряжение на входы балансных модуляторов подается от кварцевых генераторов. На вход первого БМ1 опорное напряжение с КГ собранного на биполярном транзисторе по схеме трехточки (рис.7а) с частотой резонанса КР 500 кГц. На вход второго БМ2 подается опрное напряжение от КГ с частотой генерации 60 МГц
(рис. 7 б). Генератор работает на третьей механической гармонике кварцевого резонатора, контур С42, С43, L20 на частоту несколько ниже частоты 3(fкв с тем, чтобы для генерируемой гармоники f = 3(fкв он представлял требуемое емкостное сопротивление. Емкость контура С42 является блокировочной. Сигнал этого генератора также используется как эталонный в кольце ФАПЧ для стабилизации перестраиваемого генератора, напряжение с которого поступает на БМ3 и с помощью которого формируется диапазон перестройки передатчика.

Из-за ослабления полезного сигнала при прохождении фильтров и балансных модуляторов, возникает необходимость в усилении сигнала промежуточной частоты. Для этой цели на входе третьего балансного модулятора включен УПЧ, т.к. усиливаемый сигнал имеет очень малую ширину спектра, равную спектру модулирующего колебания (3,3 кГц на частоте 60 МГц), то УПЧ собран по простой схеме на БТ с ОЭ (рис .8)

Модулирующий сигнал поступает на один из входов первого БМ с микрофона.
Для усиления сигнала используется усилитель низкой частоты собранный на УПТ
К118УН1Г по схеме, приведенной на рис. 9

В связной аппаратуре основные требования предъявляются к следующим параметрам УНЧ:
. коэффициент усиления по напряжению;
. чувствительность;
. полоса усиливаемых частот при заданной неравномерности усиления (в связной аппаратуре 300—3500 Гц при неравномерности 3дБ);
. уровень нелинейных искажений (до 3%);
. выходная мощность (до 1 - 3 Вт).
Динамический диапазон УНЧ должен быть достаточным для усиления всех уровней сигналов, снимаемых с детектора или получаемых от микрофона.

4. Импульсный источник питания

При расчете оконечного каскада и перестраиваемого генератора возникла необходимость в питающем напряжении 20 В. Так же для реализации балансного модулятора потребуется микросхема с напряжением питания 9 В. Для получения требуемых напряжений Наиболее подходящий способ для получения требуемых напряжений – проектировка импульсного источника питания. Генератор импульсов и схема ключей будут собраны на логических инверторах, всего используется шесть инверторов, для реализации выбрана цифровая микросхема
К561ЛН2.

Для импульсного источника питания рассчитывается генератор импульсов
(рис.10). Параметры элементов схемы выбираются следующим образом:

R1 = R2; C1 = C2; R3 = R4;

Причем R3 >> R1.

Период симметричного меандра, при напряжении питания инверторов 12 В, равен T = 2,2(R1(C1.

Для построения импульсного источника питания зададимся частотой f =
20кГц ( период следования импульсов равен Т = 50 мкс.

Если выбрать R1 = R2 = 300 кОм , тогда величина емкостей равна C1 =
C2 = 68 нФ, а значения R3 = R4 = 1 МОм. Сигнал с выхода генератора попадает на входы ключей собранных на инверторах, с усилителем мощности после каждого ключа. Сигнал с выходов усилителей попадает на трансформатор напряжения. С трансформатора снимаются два напряжения два переменных 20 В и
9 В, которые выпрямляются на двух аналогичных схемах, включающих в себя диодный мостик и RC-цепь. Выпрямленное напряжение стабилизируется на стабилизаторах, на микросхемах. Для стабилизации 20 вольт микросхема
К142ЕН8А, для 9 вольт – К142ЕН9Г. Микросхемы представляют собой стабилизаторы напряжения с фиксированными выходными напряжениями и защитой от перегрузок по току. Микросхемы К142ЕН8А и К142ЕН9Г, конструктивно оформлены в корпусе типа 4116.4-2, предназначены для стабилизации напряжения на выходах источников питания. Назначение выводов: 2 – выход; 8
– общий; 17 – вход. Параметры микросхем приведены в таблице 2.

| | |Таблица 2 |
|Параметры |Режим измерения |К142ЕН8А |К142ЕН9Г |
|Uвых, В |Uвх = 20 В, Iвых = 10 мА|9 ( 0,27 |- |
| |Uвх = 30 В, Iвых = 10 мА|- |20 ( 0,6 |
|Кнс.U, %/В |Uвх = 20 В, Iвых = 10 мА|( 0,05 |- |
| |Uвх = 30 В, Iвых = 10 мА|- |( 0,1 |
|Кнс.I, %/А |Uвх = 12 В. |( 0,67 |- |
| |Uвх = 30 В. |- |(0,67 |
|ТКН, %/(C |Uвх = 20 В, Iвых = 10 мА|( 0,03 |- |
|Uвх.max , B |Т = -45 …100 (С |( 35 |40 |
|Iвых.max , A|Т = -45 …85 (С |( 1,5 |1 |
|Pрас , Вт |Т = -45 …85 (С |- |6 |

6. 5. Расчет токов в ветвях и напряжений на узлах ОК и ФНЧ
Значения напряжений и токов, необходимых для выбора элементов были получены с помощью программного пакета Workbench, который позволяет сделать имитацию работы построенной схемы. Полученные значения приведены в таблице 3.
|Элемент |Значение |Напряжение |Ток |
| | |В |мА |
|L16 |160,7нГн |16 |316 |
|L15 |309 нГн |46,3 |476 |
|L14 |309 нГн |49,5 |510 |
|L13 |160,7нГн |16,1 |318 |
|L12 |0,9 мкГн |20 | |
|С31 |91,5 пФ |22,5 |646 |
|С30 |103,2 пФ |28,4 |921 |
|С29 |91,5 пФ |24,9 |714 |

1. Необходимо уточнить расчетное значение индуктивностей с учетом влияния дросселя питания, т.к. индуктивность дросселя больше чем на порядок превышает индуктивности, то расчетное значение индуктивностей равно:
2. Задаемся отношением длинны намотки катушки l к ее диаметру D

7. Диаметр провода катушки выбирается исходя из соображений ее допустимого нагрева
DL16 =1.00 мм;
DL15 =1.51 мм;
DL14 =1.61 мм;
DL13 =1.01 мм;

где d - диаметр провода;

IL - радиочастотный ток; f - частота тока;

?Т - разность температур провода и окружающей среда (?Т = 40...50 К).
4. По известному отношению l/D выбираются коэффициенты формы катушки
5. Определяем число витков спирали катушки

[pic][pic]
NL7 = NL1 = 3 витка;
NL3 = NL5 = 4 витка;
NL = 10 витков;

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате выполнение курсовой работы был спроектирован однополосный связной радиопередатчик с параметрами, удовлетворяющими требованиям технического задания.

В ходе работы мной были приобретены умения по проектировке генераторов, усилителей мощности. Получены навыки в проектировании радиопередающих устройств.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Радиопередающие устройства: Метод. указания по курсовому проектированию

/ Л.И. Булатов; Б.В. Гусев; Ф.В. Харитонов. Екатеринбург: УПИ, 1992,

28с.
2. Зааль Р. Справочник по расчету фильтров: пер. с нем. - М.: Радио и связь, 1983. - 752с., ил.
3. Петухов В.М. Биполярные транзисторы средней и большой мощности сверхвысокочастотные и их зарубежные аналоги. Справочник. Т.4 - М.: КУбК- а, 1997. - 544с., ил.
4.
5. Аналоговые интегральные микросхемы для бытовой аппаратуры: Справочник. 2- е издание – М.: Изд-во МЭИ, ПКФ “Печатное дело”, 1992. – 240 с., ил.
6. Хрулев А.К.; Черепанов В.П. Диоды и их зарубежные аналоги. Справочник. В трех томах. Т.2 - М.: ИП. РадиоСофт, 1998. - 640с., ил.
7. М.С. Шумилин; В.Б. Козырев; В.А. Власов Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. Учебное пособие для техникумов. - М.: Радио и связь, 1987. - 320с., ил.
8. Тицце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника:Справочное руководство.

Пер. Снем. – М.: Мир, 1982. – 512 с., ил.
9. Радиотехнические системы передачи информации : Учеб. Пособие для ВУЗов /

В.А. Борисов, В.В. Калмыков, Я.М. Коальчук и др.; под ред. В.В.

Калмыкова. – М.: РиС, 1990. – 304с.
10. Петухов В.М. Маломощные транзисторы и их зарубежные аналоги.

Справочник. Т.1 - М.: КУбК-а, 1997. - 688с., ил.

* С21В.н - суммарная емкость, включающая в себя емкости варикапа и емкость
С21, на верхней частоте.
** С21В.в - суммарная емкость, включающая в себя емкости варикапа и емкость С21, на нижней частоте.

-----------------------

[pic]